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  山东大学学报(工学版)  2017, Vol. 47 Issue (4): 37-42  DOI: 10.6040/j.issn.1672-3961.0.2017.101
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引用本文 

潘羿威, 袁帅, 陈阿莲, 张承慧. 一种应用于直流配电网的隔离直流变换器软启动方法[J]. 山东大学学报(工学版), 2017, 47(4): 37-42. DOI: 10.6040/j.issn.1672-3961.0.2017.101.
PAN Yiwei, YUAN Shuai, CHEN Alian, ZHANG Chenghui. A soft starting method for the isolated DC/DC converter in DC distribution systems[J]. Journal of Shandong University (Engineering Science), 2017, 47(4): 37-42. DOI: 10.6040/j.issn.1672-3961.0.2017.101.

基金项目

国家自然科学基金资助项目(51377101);教育部新世纪人才支持计划资助项目(NCET-13-0339)

作者简介

潘羿威(1993—),男,山东德州人,硕士研究生,主要研究方向为微电网能量管理. E-mail:cinsdllpyv@163.com

通讯作者

张承慧(1963—),男,山东德州人,教授,博士,主要研究方向为电动汽车,新能源和优化控制. E-mail:zchui@sdu.edu.cn

文章历史

收稿日期:2017-01-03
网络出版时间:2017-07-10 13:47:56
一种应用于直流配电网的隔离直流变换器软启动方法
潘羿威, 袁帅, 陈阿莲, 张承慧     
山东大学控制科学与工程学院, 山东 济南 250061
摘要:针对广泛应用于直流配电网的双有源桥的启动电流冲击问题, 提出一种简单的直流变换器软启动方法。在设定的启动时间内, 输入侧H桥输出方波电压占空比从0逐渐增加到0.5, 同时通过移相控制调节输出侧电压在相同的时间内从0逐渐增加到给定值。通过这两种方法的协同控制, 可以有效抑制启动时电流冲击和直流电压振荡, 系统具备很好的抗扰能力且不需要采用传统软启动的复杂模式切换。分析和仿真验证了软启动方法的有效性。
关键词直流配网    直流变换器    移相控制    软启动    
A soft starting method for the isolated DC/DC converter in DC distribution systems
PAN Yiwei, YUAN Shuai, CHEN Alian, ZHANG Chenghui     
School of Control Science and Engineering, Shandong University, Jinan 250061, Shandong, China
Abstract: To solve over current problem of the isolated DC/DC converter that commonly applied in DC distribution systems, a novel simple soft starting method was proposed. During the starting time, the dutycycle of the input side square wave voltage gradually changed from 0 to 0.5, while the DC voltage ramped from 0 to the final set value at the same time by phase shift control. By applying these two methods, current overshooting and capacitor voltage oscillation could be effectively suppressed. The system had a strong anti-disturbance capacity and do not require complex mode switching procedure as conventional soft starting method. Simulation results were provided to validate the effectiveness of the proposed soft starting method.
Key words: DC distribution system    DC/DC converter    phase shift control    soft start    
0 引言

随着低压分布式发电与储能设备的大量接入, 为了充分发挥其效能, 在低压领域直流微电网将是最主要的运行方式[1-4]。不同于交流配电网, 直流配电网中不存在频率波动、功率因数等问题[5], 但不能像交流配网那样通过工频变压器实现电压变换、功率传输与电气隔离, 需要依赖于隔离型直流变换器。其实现方式是通过电力电子器件将电能转化为高频电能, 再通过高频变压器实现电压变换和电气隔离。常用的隔离型直流变换器包括正激型、反激型、推挽型和全桥型等。其中, 双有源桥(dual active bridge, DAB)以其高功率密度、低纹波、功率双向流动和易于实现软开关等优点, 被认为是最适合用于直流配网的拓扑[3, 6]

对于DAB的控制通常采用单移相控制、扩展移相控制、双移相控制和谐振控制等方法。在系统启动时, 电容视为短路状态, 系统会有较大的冲击电流, 因此有必要对DAB的软启动策略进行研究。文献[7]采用了串电阻软启动方法, 但该方法会增加损耗, 同时机械触点会降低系统可靠性; 文献[8]采用了辅助电路的启动方法, 但这种方法会增加系统复杂性; 文献[9]提出一种谐振控制的DAB软启动方法, 该方法的基本思想是通过逐步增加输入侧方波电压占空比实现预充电, 可以有效降低启动电流。对于移相控制的DAB, 文献[10]提出一种两阶段启动方法, 第一阶段封锁输出侧开关管, 利用续流二极管进行预充电, 第二阶段通过移相控制使电压充电到给定值。然而, 这种方法在第一阶段和第二阶段切换时仍然存在着较大的冲击且总体控制复杂。

针对于如上方法的局限性, 对于采用移相控制DAB作为直流配网中隔离直流变换器, 本研究提出了一种软启动方法。其通过占空比和移相控制协同调节, 可以实现输出侧电容电压平滑建立, 从而有效抑制启动电流。启动过程简单, 无需复杂的逻辑。

1 隔离型双向全桥变换器工作原理

图 1为直流配网隔离变换器采用的双有源桥拓扑。两个H桥由高频变压器隔离, 变压器变比为N1:N2, Ls为变压器漏感。直流变换器输入输出侧H桥的开关信号为占空比0.5的方波, 且方波信号的相移角为φ。不考虑死区效应, 高频变压器激励电压为占空比0.5的方波。将二次侧折算到一次侧, 则电路的等效模型如图 2a)所示。

图 1 双有源桥拓扑 Figure 1 Topology of the dual active bridge converter
图 2 双有源桥等效模型 Figure 2 DAB Equivalent model

为简化分析, 方波电压源由其基波分量电压源代替[11], 如图 2b)所示。各相量的表达式如下。

${{\dot U}_{{\rm{pri}}}} = {U_{{\rm{pri}}}}\angle 0,\dot U{_{{\rm{sec}}}} = {U_{{\rm{sec}}}}\angle \varphi ,$ (1)
${{\dot I}_{L{\rm{s}}}} = \frac{{{U_{{\rm{pri}}}}\angle 0 - {U_{{\rm{sec}}}}\angle \varphi }}{{{\rm{j}}\omega {L_{\rm{s}}}}},$ (2)

其中, ω为H桥开关频率。则传输功率为

$P = {\rm{Re}}({{\dot U}_{{\rm{sec}}}} \cdot I_{Ls}^*) = \frac{{{U_{{\rm{pri}}}}{U_{{\rm{sec}}}}{\rm{sin}}\varphi }}{{\omega {L_{\rm{s}}}}}。$ (3)

所以通过控制移相角φ, 即可控制直流变换器的传输功率P, 且在Upri, Usec值确定的条件下, -π/2≤φ≤π/2区间内φ与传输功率P的关系近似线性单调, 故移相角φ的调节范围[-π/2, π/2], 且最大功率传输点在φ=π/2处。当控制直流变换器一侧的电压时, 能量单向流动。当控制两侧的电压时, 能量可以双向流动。

2 提出的软启动方法

要使电容电压平稳上升, 可设定直流母线电压由0开始斜坡上升, 以限制输出侧直流电容的充电电流。由式(2) 可知, 在启动时刻Usec=0, 启动电流基波幅值ILs=Upri/jωLs, 等效于电感直接短接在输入电源上, 在启动时刻会产生较大的冲击电流。故给定斜坡电压直接启动的方法不合适。

文献[12]中证明, 通过逐渐增加占空比, 可以实现buck电路的预充电, 减小电流过冲。文献[9]中证明, 对于谐振型DAB, 输入输出侧H桥开关状态相同, 同步逐渐增加输出方波电压占空比, 可以实现谐振型DAB的软启动。对于移相控制的DAB, 实现H桥输出方波电压占空比可调, 需要引入内移相角θ, 即S3的开关状态滞后于S1θ角度。θ从0逐渐增加到π, 输出方波电压占空比d′从0增加到0.5。对于特定的θ, 输出方波电压的基波分量为

${U_{{\rm{pri}}}} = \frac{{4{U_{{\rm{dc}}1}}}}{{\rm{ \mathsf{ π} }}}{\rm{sin}}\left( {\frac{\theta }{2}} \right){\rm{sin}}\left( {\omega t} \right)。$ (4)

在启动时刻, θ ≈ 0, Upri ≈ 0, ILs ≈ 0, 故逐渐增加内移相角的方法可以极大程度上抑制启动电流, 逐步增加方波电压占空比的方法对于移相控制的DAB同样适用。

启动后半个开关周期内电流时域表达式可近似为一阶电路的零状态响应求出:

${i_{{L_{\rm{s}}}}}\left( t \right) = \frac{{{U_{{\rm{in}}}}}}{R}\left( {1 - {e^{\frac{{ - {R_{{L_{\rm{s}}}}}}}{{{L_{\rm{s}}}}}t}}} \right),{\rm{ }}t \in \left[ {\begin{array}{*{20}{c}} {0,}&{\frac{{{T_{\rm{s}}}}}{2}} \end{array}} \right],$ (5)

其中RLs为高频变压器串联等效电阻。式(5) 以泰勒级数展开, 启动电流近似表达式为

${i_{{L_{\rm{s}}}}}\left( t \right) = {U_{{\rm{in}}}}t/{L_{\rm{s}}}。$ (6)

若直接启动, 则在半个开关周期结束后iLs (Ts/2)=UinTs/Ls; 若第一个开关周期内占空比为d′, 则iLs(Ts/2)=dUinTs/Ls, 启动电流会降低d′倍, 当d′=0时, iLs(Ts/2)=0, 实现启动电流为0。

文献[9]中对谐振型DAB的软启动提出两种软启动方法, 区别在于输出侧开关在调节占空比的过程中是否闭锁。对于移相控制的DAB, 同样分为两种情况:一种情况是输入侧内移相角逐渐增加, 输出侧开关闭锁, 待θ=π时开始移相控制。另一种情况是输出侧开关不闭锁, 在占空比调节的同时进行移相控制。下面对这两种情况进行分析。为简化分析, 令高频变压器变比N1/N2=1, 直流变换器变比d=1。

2.1 输出侧开关闭锁启动策略与改进方法

图 3所示, t0 ~ t1为第一阶段, 输出侧H桥4个开关闭锁, 输入侧H桥输出方波电压占空比逐渐增大, 反并联二极管作不控整流。当输出侧电压稳定后, 进入第二阶段。第一阶段稳态电压值为U1。第二阶段t1 ~ t3, 使能移相控制, 其中t1 ~ t2段通过移相闭环控制到U1, 待稳定后, 再控制给定电压斜坡上升至给定值。

图 3 输出侧开关闭锁启动方法电压波形示意图 Figure 3 Voltage waveform diagram of starting method with output bridge off

在第一阶段结束时刻t1-, 输出侧H桥开关管封锁, 二极管导通, 输出方波电压相对于输入侧方波电压相移为φ1。在第二阶段t1+时刻启动移相控制, 由于PI调节器从0开始积分, 所以输出侧H桥的输出方波电压的相移角会强制变为0。由于移相角突然减小, 输出侧电容向输入侧充电, 电压跌落, 最后由于闭环调节作用电压趋于稳定。故实际输出电压会在t1 ~ t2阶段出现振荡, 在切换过程中可能会产生冲击电流, 且暂态时间、冲击电流与移相控制的PI参数有关。

为消除t1 ~ t2阶段, 以加快启动过程并实现两个模式的平稳切换, 改进方法如下:由于暂态过程是二次侧移相角突变引起的, 若第二阶段初始时刻移相角与第一阶段稳态时的φ1角相同, 如图 4所示, 则可实现平稳切换。φ1的计算式[11]为:

${\varphi _1} = \frac{1}{2}({\rm{ \mathsf{ π} }} - d{\rm{ \mathsf{ π} }})。$ (7)
图 4 t1时刻前方波电压与电感电流波形 Figure 4 Square voltage and inductor current waveforms before t1

对于输出侧开关闭锁的启动策略, 改进的软启动方法流程图如图 5所示。其中, 在t1时刻, 利用式(7) 计算并装入PI调节器积分初始值, 可消除切换的暂态过程, 无需复杂的计算。

图 5 改进的输出侧开关闭锁启动方法流程图 Figure 5 Flow diagram of the improved soft starting method that output bridge is off
2.2 占空比和移相控制协同调节方法

式(2) 可写为

${{\dot I}_{{L_{\rm{s}}}}} = \frac{{{U_{{\rm{pri}}}} - {U_{{\rm{sec}}}}{\rm{cos}}\varphi - j{U_{{\rm{sec}}}}{\rm{sin}}\varphi }}{{j\omega {L_{\rm{s}}}}}。$ (8)

电感电流相量的幅值表达式为

$I_{{L_{\rm{s}}}}^2 = \frac{{{{({U_{{\rm{pri}}}} - {U_{{\rm{sec}}}})}^2} + 2{U_{{\rm{pri}}}}{U_{{\rm{sec}}}}(1 - {\rm{cos}}\varphi )}}{{{\omega ^2}L_{\rm{s}}^2}}。$ (9)

由式(9) 可知, 影响电感电流大小的有两个因素, 一是两个等效电源幅值之差, 二是两个等效电源的相角差。由式(3) 可知, 当φ=0时, 传输功率P=0, 式(9) 可化简为:

$I_{{L_{\rm{s}}}}^2{|_{\varphi = 0}} = {({U_{{\rm{pri}}}} - {U_{{\rm{sec}}}})^2}/({\omega ^2}L_{\rm{s}}^2)。$ (10)

故两个等效电源幅值之差对和功率传输无关, 却会增加电感电流的幅值。由图 2a)可写出半个开关周期内电感电流增量的表达式为:

$\Delta {i_{{L_{\rm{s}}}}} = \frac{1}{{{L_{\rm{s}}}}}\int_0^{{T_{\rm{s}}}/2} {\left( {{U_{ab}}\left( t \right) - {U_{cd}}\left( t \right)} \right){\rm{d}}t} 。$ (11)

本研究提出的软启动方法基本思想是:通过保证两个等效电源半周期内产生大小相同方向相反的电流增量, 以减小由于两个等效电源的幅值不同造成的电流增量, 使电流增量全部用于功率传输, 从而限制启动电流。即通过控制使Upri=Usec

启动某时刻H桥输出方波电压波形示意如图 6, 忽略移相角φ。输入侧H桥输出方波电压占空比为d′。输出侧H桥方波电压占空比为0.5。根据伏秒平衡, 若保持

图 6 输入输出侧H桥方波电压伏秒平衡示意图 Figure 6 Volt-second balance diagram of input and output side square voltage waveforms
$\int_0^{{T_{\rm{s}}}/2} {{U_{ab}}{\rm{d}}t} = \int_0^{{T_{\rm{s}}}/2} {{U_{cd}}{\rm{d}}t} 即\int_0^{d'{T_{\rm{s}}}} {{U_{{\rm{in}}}}{\rm{d}}t} = \int_0^{{T_{\rm{s}}}} {{U_{{\rm{out}}}}{\rm{d}}t} ,$ (12)

dUin=Uout=dUin, d=d′, 可保证启动过程中UpriUsec。通过闭环控制追踪斜坡给定电压dUdc*, 使输出电容电压平稳上升, 并在充电过程中使φ不致饱和。故本研究提出的软启动方法为:在设定的软启动时间tstart内, 输入侧H桥输出方波电压占空比d′逐渐由0增加到0.5, 同时输出侧电压给定设定为dUdc*, 输出侧H桥输出方波电压占空比始终保持0.5。占空比和移相控制同时调节, 占空比和电压给定值按照相同的斜坡函数变化。控制框图如图 7所示。

图 7 占空比与移相控制协同调节软启动方法控制框图 Figure 7 Control digram of soft starting method that ducycycle control and phase shift control are coordinitely regulated
3 验证结果

为了验证本研究提出的软启动方法的有效性, 在MATLAB/Simulink中进行了仿真验证。仿真参数见表 1。仿真试验测试了3种启动方法, 如表 2

表 1 隔离型直流变换器仿真参数 Table 1 Simulation parameters for DC converter
表 2 3种启动方法说明 Table 2 Illustration of three starting methods

方法一启动的仿真波形如图 8所示。在1s时启动, 给定电压斜坡上升到750V, 初始时刻输入输出侧H桥输出方波占空比为0.5, 直接启动。可见输出侧电容电压平稳上升, 但启动时有极大的冲击电流, 峰值约180A。启动电流的局部图验证了式(5), 说明启动冲击电流是由于上电后第一个Ts/2内输入侧直流电源持续给电感充电所致。且在刚启动的一段时间内电感电流存在直流偏置, 不利于高频变压器的稳定工作。

图 8 方法一启动电压电流波形 Figure 8 Voltage and current waveforms of starting method Ⅰ

方法二的启动波形如图 9所示。隔离变换器在1s时启动, 封锁输出侧H桥开关信号, 反并联二极管作不控整流。待输出直流电压稳定后, 开始进入移相控制模式, 调节电压至750V。可见电感电流从0开始启动, 说明方法二可以完全消除启动冲击电流。其中在2.2s时, 变换器由二极管整流模式切换到移相控制模式, 切换时出现电容电压跌落和振荡现象。

图 9 方法二启动电压电流波形 Figure 9 Voltage and current waveforms of starting method Ⅱ

改进的方法二启动波形如图 10所示。可见隔离变换器平稳切换工作模式, 在切换时刻没有给电路带来瞬态的冲击和振荡现象。改进的方法二可实现直流变换器无冲击平稳启动。

图 10 改进的方法二启动电压电流波形 Figure 10 Voltage and current waveforms of the improved starting method Ⅱ

本研究提出方法的启动波形如图 11所示, tstart=1s。启动时刻的冲击电流被完全消除, 电容电压平稳充电至750V, 且在启动过程中没有瞬态的冲击和振荡现象。

图 11 本研究提出的方法启动电压电流波形 Figure 11 Voltage and current waveforms of starting method proposed in this paper

为了验证移相控制器的稳定性, 稳态运行时负载突变的波形如图 12所示。负载RL在4s时由56Ω突变至28Ω(50%额定负荷突变至满负荷)。可见在负载突变后输出电压发生了跌落, 约0.3s后恢复正常电压。负载突变时无明显的电流冲击。

图 12 稳态负载突变时电压电流波形 Figure 12 Voltage and current waveforms when load transients during steady state

根据分析与仿真验证, 若采用移相控制的DAB作为直流配网中的隔离直流变换器, 方法二以及本研究提出的方法都可以有效抑制启动电流, 实现输出侧电容平稳充电。相比输出侧开关闭锁的启动方法, 本研究提出的启动方法实现简单, 无需复杂的逻辑和启动模式切换。

4 结论

本研究在分析移相控制的DAB工作原理的基础上, 对于以移相控制DAB为基本结构的直流配网隔离变换器的情况, 提出了一种简单的软启动控制方法。在设定的启动时间内, 输入侧H桥方波电压占空比和移相控制同时调节, 在这种软启动方式下, 启动冲击电流消失, 输出侧直流电容电压平稳上升, 启动过程中没有冲击和振荡现象。对于输出侧开关闭锁的启动方法, 改进了模式切换算法, 有效平抑模式切换的暂态过程。仿真验证了软启动方法的有效性。

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